타이머를 사용하여 떤 목표 시간에 점등하는 회로는 무슨 제어인가

본 발명의 1 관점에 따르면, 예를 들면 입력측에 인가된 직류 전압을, DC/DC 컨버터 회로에 의해 강압 또는 승압한 후, DC/AC 인버터 회로에 의해 직류 전력을 교류 전력으로 변환하고, 상기 교류 전력을 고압 방전등에 공급하여, 상기 고압 방전등을 점등시키는 고압 방전등의 점등 장치에서, 대략 사각형파로 점등되어 있는 상기 고압 방전등의 전류의 극성이 반전될 때에, 상기 DC/DC 컨버터 회로의 출력 전압을, 상기 고압 방전등의 안정 점등 시의 전압에 대하여, 1.5배 이상으로 설정한다.

본 발명에 따르면, 방전등의 깜박임의 발생을 억제할 수 있다.

〈실시예〉

이하에, 본 발명의 실시예에 따른 고압 방전등의 점등 장치에 대하여, 도면을 참조하여 설명한다.

(제1 실시예)

도 1에, 본 발명의 제1 실시예의 고압 방전등의 점등 장치의 회로 구성을 도시한다.

이 점등 장치는, 직류 전원 V1, 스위치 S1, DC/DC 컨버터 회로(1), 출력 전압 검출 회로(2), 출력 전류 검출 회로(3), DC/AC 인버터 회로(4), 이그나이터(5), 고압 방전등(6), 및 이들을 제어하는 제어 회로로 구성되어 있다.

DC/DC 컨버터 회로(1)는, 컨덴서 C1, 스위칭 소자 Q1, 파워 MOS 구동 회로(11), PWM 콤퍼레이터(12), 톱니형파 발생 회로(13), 트랜스포머 T1에 의해, 트랜스포머 T의 1차측이 구성되어 있으며, 트랜스포머 T2, 다이오드 D1, 컨덴서 C2에 의해 DC/AC 인버터 회로(4)에 연결되는 트랜스포머 T의 2차측이, 트랜스포머 T3, 다이오드 D2, 컨덴서 C3에 의해 이그나이터(5)에 연결되는 트랜스포머 T의 2차측이 구성되어 있다.

트랜스포머 T의 1차측의 트랜스포머 T1의 접속 관계를 설명한다. 예를 들면, MOSFET으로 구성되는 스위칭 소자 Q1은, 직류 전원 V1, 스위치 S1 및 트랜스포머 T1에, 직렬로 접속되어 있으며, 그 게이트에는 파워 MOS 구동 회로(11)가 접속되어 있다. 파워 MOS 구동 회로(11)에는, PWM 콤퍼레이터(12)가 접속되며, 그 비반전 입력 단자에는, 톱니형파 발생 회로(13)가 접속되어 있다. 컨덴서 C1은, 스위치 S1을 통해, 직류 전원 V1에 병렬로 접속되어 있다.

DC/AC 인버터 회로(4)에 연결되는 트랜스포머 T의 2차측의 트랜스포머 T2, T3의 접속 관계를 설명한다. 트랜스포머 T2는 다이오드 D1에 직렬로 접속되며, 컨덴서 C2는, 다이오드 D1을 통해, 트랜스포머 T2에 병렬로 접속되어 있다.

이그나이터(5)에 연결되는 트랜스포머 T의 2차측의 접속 관계를 설명한다. 트랜스포머 T3은, 트랜스포머 T2와 다이오드 D1의 중점, 다이오드 D2와 직렬 접속되며, 이그나이터(5)에의 출력을 구성하고 있다. 컨덴서 C3은, 다이오드 D2를 통해, 트랜스포머 T3에 병렬로 접속되어 있다.

출력 전압 검출 회로(2)는, 직렬 접속된 저항 R1, R2, R3으로 이루어지며, 이 회로는 컨덴서 C2보다도 출력측에, 또한 컨덴서 C2에 병렬로 접속되어 있다.

출력 전류 검출 회로(3)는, 저항 R4로 이루어지며, 출력 전압 검출 회로(2)와 DC/AC 인버터 회로(4) 사이, 또한 각각의 저압측에 접속되어 있다.

DC/AC 인버터 회로(4)는, 예를 들면, MOSFET으로 이루어지는 스위칭 소자 Q2∼Q5, 구동 회로(14∼17), 사각형 저주파 발생 회로(18), 버퍼 BUF, 인버터 INV로 구성되어 있다.

접속 관계는, 스위칭 소자 Q2와 Q3, 및 스위칭 소자 Q4와 Q5가 각각 직렬 접속되어 있으며, 이들이 DC/DC 컨버터 회로(1)의 출력단에 병렬로 접속되어 있는, 소위 풀 브릿지의 회로 구성으로 되어 있다. 그리고, 스위칭 소자 Q2와 Q3, 스위칭 소자 Q4와 Q5의 각각의 접속점으로부터, DC/AC 인버터 회로(4)의 출력단이 설치되어 있다. 스위칭 소자 Q2∼Q5의 각각의 게이트에는, 구동 회로(14∼17)가 접속되어 있으며, 구동 회로(15, 16)는 버퍼 BUF, 구동 회로(14, 17)는 인버터 INV를 각각 통해, 또한 후술하는 SW2를 통해, 사각형 저주파 발진 회로(18)에 접속되어 있다.

이그나이터(5)는, 컨덴서 C4, C5, 펄스 트랜스포머 L, 가스 어레스터(arrester) GA로 이루어진다. 컨덴서 C4는, DC/AC 인버터 회로(4)의 출력단의 양단에 병렬로 접속되어 있다. 컨덴서 C5는, 트랜스포머 T3의 출력단과 저항 R5를 통해, 직렬로 접속되어 있다. 펄스 트랜스포머 L은, DC/AC 인버터 회로(4)의 출력의 한쪽에, 직렬로 접속되어 있다. 그리고, 펄스 트랜스포머 L에는, 컨덴서 C5에 대하여 병렬로 접속된 가스 어레스터 GA가 접속되어 있다.

고압 방전등(6)은, 방전 공간에 수은을 포함하지 않고, 금속 할로겐화물 및 희가스를 대신하여 증발시키고, 발광시키는 램프이며, DC/AC 인버터 회로(4)의 출력단에, 이그나이터(5)의 펄스 트랜스포머 L을 통해 접속되어 있다.

또한, DC/DC 컨버터 회로(1)의 스위칭 소자 Q1을 제어하기 위한 제어 회로의 구성으로서, 차동 증폭 회로(7), 기준 전압 V2, 저항 R8, 점등 검출 회로(21), 점 등 시간 계시 타이머(22), 목표 전력값 설정 회로(23), 제산 회로(24), 소등 시간 계시 타이머(25), 스위치 SW2, 차동 증폭 회로(8), 지연 회로(26), 논리 회로(27), 스위치 SW3, 스위칭 소자 Q6, 저항 R9∼R12가 이용되고 있다.

차동 증폭 회로(7)는, OP 앰프(19), 다이오드 D3, 저항 R6, 컨덴서 C6으로 이루어진다. OP 앰프(19)의 입력인 비반전 입력 단자에는, 입력 전압 검출 회로(2)의 저항 R1과 저항 R2, R3 사이의 전압 검출점이, 반전 입력 단자에는, 기준 전압 V2가 각각 접속되고, 출력단에는 다이오드 D3이 직렬로 접속되어 있다. 또한, OP 앰프(19)와 다이오드 D3의 직렬 접속에는, 병렬로 저항 R6 및 컨덴서 C6이 접속되어 있다. 그리고, 차동 증폭 회로(7)의 출력단은, 저항 R8을 통해, PWM 콤퍼레이터(12)의 반전 입력 단자에 접속되어 있다.

차동 증폭 회로(8)는, OP 앰프(20), 다이오드 D4, 저항 R7, 컨덴서 C7로 이루어지며, 접속 관계는, 차동 증폭 회로(7)와 동일하다. OP 앰프(20)의 입력인 비반전 입력 단자에는, 입력 전류 검출 회로(3)의 저항 R4와 DC/AC 인버터 회로(4) 사이의 전압 검출점이 접속되어 있으며, 반전 입력 단자에는 제산 회로(24)가 접속되어 있다.

제산 회로(24)에는, 입력 전압 검출 회로(2)의 저항 R1, R2와 저항 R3 사이의 전압 검출점과, 저항 R1, R2와 저항 R3 사이의 전압 검출점, 점등 검출 회로(21), 점등 시간 계시 타이머(22)를 통해, 목표 전력값 설정 회로(23)와 접속되어 있다. 또한, 점등 시간 계시 타이머(22)에는, 소등 시간 계시 타이머(23)를 통해 점등 검출 회로(21)가 접속되어 있다. 또한, 점등 시간 계시 타이머(22)와 목표 전력값 설정 회로(23)에는, 각각에 입력이 들어가면 소정 시간 후에 절환되거나, 또는 개폐되는 스위치 SW2, SW3이 각각 접속되어 있다. 그리고, 차동 증폭 회로(8)의 출력단은, 저항 R8을 통해 PWM 콤퍼레이터(12)의 반전 입력 단자에 접속되어 있다.

또한, PWM 콤퍼레이터(12)의 반전 입력 단자에는, 저항 R9, R10의 사이와 콜렉터가 접속되고, 또한 저항 R10에 병렬로 배치된 트랜지스터 TR1이 접속되어 있다. 트랜지스터 TR1의 베이스에는, 사각형 저주파 발생 회로(18)와 지연 회로(26)의 출력 파형을 조합하여 출력하는 논리 회로(27)와 스위치 SW3과 저항 R11이 접속되어 있다.

다음으로, 이 실시예의 회로 동작을 설명한다. 스위치 S1이 폐쇄되면, 예를 들면, 십수 V 내지 수십 V의 자동차용 배터리인 직류 전원 V1에 의해, 컨덴서 C1에 전압이 발생한다. 이 컨덴서 C1은, 직류 전원의 출력 전류의 변화에 의한 미소한 전압 변동을 억제하는 기능을 한다.

컨덴서 C1에 전압이 발생하면, 도시하지 않지만, OP 앰프(19)에 전압이 공급된다. 이 때의 비반전 입력 단자의 전압은 제로이며, 반전 입력 단자에는, 기준 전압 V2가 접속되어 있기 때문에, OP 앰프(19)로부터는, 로우 레벨이 출력된다. 이 전압이 다이오드 D3을 통해, PWM 콤퍼레이터(12)의 반전 입력 단자에 입력되고, 톱니형파 발생 회로(13)의 톱니형파와 비교되어, PWM파가 생성된다. 그리고, PWM 콤퍼레이터(12)의 출력 전압은, 파워 MOS 구동 회로(11)에 입력되어, 스위칭 소자 Q1을 스위칭시킨다.

트랜스포머 T의 2차측의 트랜스포머 T2에서는, 1차측에서 스위칭 소자 Q1이 스위칭 동작함으로써, 승압된 전압이 발생한다. 트랜스포머 T2에서 발생한 전압에 의한 전류는, 다이오드 D1을 통해, 컨덴서 C2를 충전한다. 컨덴서 C2의 양단의 전압은, 출력 전압 검출 회로(2)의 저항 R1, R2와 저항 R3에 의해 분압 검출되고, 그 검출 결과는 차동 증폭 회로(7)의 OP 앰프(19)의 비반전 입력 단자에 입력되어 있다.

이 때, OP 앰프(19)의 반전 입력 단자에는, 기준 전압 V2가 접속되어 있으며, 기준 전압 V2보다도 입력 전압값이 낮은 경우에는, PWM 콤퍼레이터(12)의 반전 입력 단자에는 입력이 없기 때문에, 트랜스포머 T의 2차측의 전압을 승압하도록 작용되어, 컨덴서 C2의 전압을 높게 한다. 여기서, OP 앰프(19)에 병렬로 접속된 저항 R6은, OP 앰프(19)의 이득 조정을 위해 삽입 부착되어 있으며, 컨덴서 C6은, 출력의 위상을 늦추어서, 점등 장치 전체의 동작을 안정화시키기 위해 사용되어 있다.

트랜스포머 T3에서 발생한 전압에 의한 전류는, 다이오드 D2와 저항 R5를 통해, 이그나이터(5)의 컨덴서 C5를 충전한다. 여기서, 컨덴서 C3은, 주로 트랜스포머 T3으로부터의 전압을 평활하기 위한 평활 컨덴서로서 사용되고 있다. 컨덴서 C5의 전압이, 가스 어레스터 GA가 절연 파괴되는 전압까지 충분히 높아지면, 가스 어레스터 GA가 전기적으로 도통하여, 펄스 트랜스포머 L에 전류가 흐르기 시작된다. 이에 따라, 고압 방전등(6)에 고압 펄스가 인가되어, 고압 방전등(6)이 절연 파괴를 일으켜서, 글로우 방전(glow discharge)을 한다.

여기서, 컨덴서 C4는, 고압 방전등(6)에 고압 펄스가, DC/AC 인버터 회로(4)로 역류되지 않도록 하기 위한 필터로서 작용한다. 그리고, 고압 방전등(6)에 고압 펄스가 인가된 후에는, 컨덴서 C5의 전압이 낮아지기 때문에, 가스 어레스터 GA가 다시 절연 상태로 되어, 이그나이터(5)는 실질적으로, 동작하지 않는 상태로 된다. 여기서, 이 시점까지는, 스위치 S2는, 도면과 같이 구동 회로(14∼17)와 사각형 저주파 발생 회로(18)의 접속이 차단된 상태이다.

고압 방전등(6)이 절연 파괴를 하여, 글로우 방전이 발생하면, 컨덴서 C2에 충전되어 있었던 전하가, DC/AC 인버터 회로(4)를 통해, 램프 전류로서 고압 방전등(6)에 급격하게 흐른다. 이 전류에 의해, 고압 방전등(6)은, 글로우 방전으로부터 아크 방전으로 이행하여, 점등을 개시한다. 이 직후의 점등은, 비교적 긴 시간, 동일한 극성을 유지하는 직류 점등이라 부르는 점등 상태를 유지한다.

여기서, 출력 전압 검출 회로(2)에서는, 저항 R1과 저항 R2, R3의 분압에 의해, 전압이 검출되어 있으며, 점등 검출 회로(21)에 입력되어 있다. 점등 검출 회로(21)에서는, 컨덴서 C2의 전하가 고압 방전등(6)에 공급되며, 전압이 강하된 것을 검지한다.

이 검지에 의해, 점등 시간 계시 타이머(22)의 계시를 개시시키고, 계시 개시로부터 소정의 시간이 경과된 후에 스위치 S2가 절환된다. 이에 따라, 구동 회로(14∼17)와 사각형 저주파 발생 회로(18)가 접속 상태로 된다.

스위치 S2가 절환되면, 사각형 저주파 발생 회로(18) 출력의 사각형 저주파가, 버퍼 BUF와 인버터 INV를 통해, 구동 회로(14∼17)에 입력되어, 스위칭 소자 Q2∼Q5가 온/오프 제어된다.

이 제어에서는, 스위칭 소자 Q2, Q5가 온일 때, 스위칭 소자 Q3, Q4가 오프, 스위칭 소자 Q2, Q5가 오프일 때, 스위칭 소자 Q3, Q4가 온으로 되는 2 종류의 상태, 즉 스위칭 소자 Q2∼Q5가 극성 반전을 반복한다. 이에 따라, DC/AC 인버터 회로(4)의 출력측에는, 대략 사각형파의 교류 전력이 발생하고, 고압 방전등(6)이 안정 시의 점등으로 이행한다.

여기서, 「대략 사각형파」는, 사각형파가 갖는 순간의 상승 혹은 하강이나, 평탄한 특성에 가까운 파형을 갖고 있는 경우를 말한다. 즉, 상승 또는 하강에 십수 ㎲ 정도 걸리고 있거나, 기본적으로는 평탄한 특성을 가지면서도, 어떤 부분이 돌출 또는 함몰되는 경우도 포함하고 있다.

다음으로, 고압 방전등(6)의 정전력 제어에 대하여 설명한다. 이 정전력 제어는, 출력 전압 검출 회로(2)와 출력 전류 검출 회로(3)의 측정 결과에 의해 이루어진다. 출력 전압 검출 회로(2)의 전압 검출의 결과는, 제산 회로(24)에 입력되며, 또한, 제산 회로(24)에는, 점등 시간 계시 회로(22)로부터의 출력에 의해 동작하는 목표 전력값 설정 회로(23)에 의해, 그 상태에서 고압 방전등(6)에 공급할 전력도 입력된다.

따라서, 제산 회로(24)로부터는, 이상적인 전류값으로 하기 위한 신호가 출력되어, 차동 증폭 회로(8)의 OP 앰프(20)의 반전 입력 단자에 입력된다. 그리고, OP 앰프(20)의 비반전 입력 단자에는, 전류 검출 회로(3)의 전류 검출 결과가 입력되며, 그 비교에 의한 신호가 PWM 콤퍼레이터(12)의 반전 입력 단자에 입력된다. 따라서, 스위칭 소자 Q1의 듀티비가 변화하여, 고압 방전등(6)이 정전력 제어된다.

또한, PWM 콤퍼레이터(12)의 반전 입력 단자에는, 극성 반전의 개시 시에는, 스위칭 소자 Q1에 전압을 증가시키는 신호를 보내고, 극성 반전 시에는, 전압 증가의 신호를 정지시키는 신호를 보내기 위한 회로가 접속되어 있다. 이 회로의 동작에 대하여, 극성 반전 중인 DC/DC 컨버터 회로의 전압을 높이는 동작에 대하여 설명하기 위한 타임차트를 나타내는 도 2를 참조하여 설명한다.

사각형 저주파 발생 회로(18)로부터 발생한 사각형파는, 논리 회로(27)에 의해, 사각형 저주파 발생 회로(18)와 동일한 파형으로, 소정 시간 지연된 지연 회로(26)로부터 발생한 사각형파와 배타적 논리합이 취해져서 펄스형 출력 파형(c)으로 된다. 이 펄스형 출력 파형이 트랜지스터 TR1의 베이스에 입력되면, 입력이 하이 레벨일 때에는 온 상태로 되며, 로우 레벨일 때에는 오프 상태로 된다. 그리고, 트랜지스터 TR1이 온인 기간에, PWM 콤퍼레이터(12)의 반전 입력 단자에의 입력 신호를 저하시키고, 오프인 기간으로 되면, 소정의 시간 후에 원래의 상태로 되돌아간다.

그 결과, PWM 콤퍼레이터(12)의 반전 입력 단자의 입력 신호가 저하됨으로써, 그 저하된 시간만큼 스위칭 소자 Q1의 온 시간을 늘리는 신호로 되기 때문에, DC/DC 컨버터 회로(1)의 출력 전압이 통상보다도 높아져 있다. 이에 따라, 고압 방전등(6)은, 방전 지연의 원인으로 되는 전류가 흐르고 있지 않는 시간이 없는, 대략 사각형파의 점등 파형으로 된다.

본 실시예에서는, 논리 회로(27)의 출력 파형의 하이 레벨의 시간은, DC/AC 인버터 회로(4)의 스위칭 소자 Q2∼Q5의 극성이 절환되었을 때로부터, 고압 방전등(6)에 흐르는 램프 전류 IL이 제로 크로스되는 시간으로 설정하고 있다. 원하는 하이 레벨의 시간은, 미리 실험으로 측정해둠으로써, 설정하는 것이 가능하다. 여기서, 「제로 크로스」는, 전류가 제로가 된 시점을 말한다.

하이 레벨의 상승의 설정 시기는, DC/AC 인버터 회로(4)의 스위칭 소자 Q2∼Q5의 극성이 절환되는 시간의 직전 또는 직후이어도 된다. 이 경우에도, DC/DC 컨버터 회로(1)의 소정 기간의 출력 전압을 승압할 수 있다. 그러나, 직후이면, 그 전압의 증가가 낮아지며, 직전이면, 램프 전류 IL이 증가되기 때문에, DC/AC 인버터 회로(4)의 스위칭 소자 Q2∼Q5의 극성이 절환되었을 때가 바람직하다.

또한, 하이 레벨의 하강의 시간을 설정하는 것은, 램프 전류 IL이 지나치게 증가하는 것을 극력 억제하기 위해서이다. 그것은, 정전력 제어에서, 램프 전류 IL이 지나치게 증가되면, 지나치게 증가된 전류분을 다른 부분에서 낮게 해야만 하게 되어서, 그것이 원인으로 되는 불안정한 방전의 발생을 방지하기 위해서이다.

도 3은, 도 2의 신호를 입력하였을 때의 출력 파형의 극성 반전 시 부근에 대하여 설명하기 위한 도면이다. 여기서, VDC/DC는, 컨덴서 C2의 양단의 전압, 즉 DC/DC 컨버터 회로(1)의 출력 전압, VL, IL은, 각각 고압 방전등(6)의 램프 전압, 램프 전류이고, 각각 도 1에 나타내는 방향을 기준으로 하고 있다. 또한, t1은, DC/AC 인버터 회로(4)의 스위칭 소자 Q2∼Q5의 극성이 반전한 타이밍, t2는, 램프 전류(1L)가 제로 크로스한 타이밍을 나타내고 있다.

도면에서, t1까지는, DC/AC 인버터(4)의 스위칭 소자 Q3, Q4만이 온인 상태이며, DC/DC 컨버터 회로(1)로부터 안정된 전력이 공급되어 있다. 이 때의 DC/DC 컨버터 회로(1)의 출력 전압 VDC/DC는 약 45V의 정전압, 램프 전압 VL은 안정되었을 때의 전압인 약 45V, 램프 전류 IL은 약 0.77A의 마이너스의 정전압 및 정전류가 흐르고 있다.

t1에서, DC/AC 인버터(2)의 스위칭 소자 Q3, Q4만이 온인 상태로부터, 스위칭 소자 Q2, Q5만이 온인 상태로 절환되면, 램프 전압 VL, 램프 전류 IL이 서서히 0에 근접한다. 이것은, 펄스 트랜스포머 L에 축적되어 있었던 에너지가, 방출되고 있기 때문이며, 이 방출 시간은 펄스 트랜스포머 L의 에너지 축적량에 비례한다. 그리고, 펄스 트랜스포머 L의 에너지가 전부 방출되면, 램프 전류 IL이 0으로 된다. 또한, 펄스 트랜스포머 L의 에너지가 방출되어 있는 시간은, DC/DC 컨버터 회로(1)의 출력 전압 VDC/DC는, 컨덴서 C2가 충전되어 있기 때문에 전압 상승을 계속하고 있다. 본 발명에서는, 이 시간에, DC/DC 컨버터 회로(1)의 출력 전압 VDC/DC를 보다 더 높이도록 하고 있기 때문에, 전압은 통상보다도 상승되어 있다.

그리고, 램프 전류 IL이 0으로 된 다음의 순간에는, 램프 전압 VL, 및 반전된 램프 전류 IL이 흘러 나간다. 이것은, 본 발명에 의해, 고압 방전등(6)에 흐르 는 전류의 극성 반전 시에, DC/DC 컨버터 회로(1)의 출력 전압 VDC/DC가, 안정 점등 시의 전압에 대하여, 1.5배 이상으로 승압되어 있기 때문이다.

이와 같이, 램프 전류 IL에 항상 전류가 흐르고 있는 상태를 유지함으로써, 방전 지연 등이 발생하지 않아서, 깜박임이 발생되지 않는 것을 확인할 수 있었다. 덧붙여서 말하면, 도면에서는, 그 때의 DC/DC 컨버터 회로(1)의 출력 전압 VDC/DC가 75V, 안정 시의 램프 전압 VL이 45V이기 때문에, 1.7배 정도로 승압되어 있다.

또한, 본 발명을 사용하지 않는 고압 방전등의 점등 장치에서는, DC/DC 컨버터 회로(1)의 출력 전압 VDC/DC가 안정 시의 램프 전압 VL에 대하여, 약 1.3배 정도이었다. 이 경우에는, 램프 전류 IL이 0으로 된 후, 근소한 시간에, 전류가 흐르고 있지 않은 파형으로 되어서, 고압 방전등(6)에 깜박임이 발생하고 있는 것이 확인되었다.

그 이후에는, 램프 전압 VL, 램프 전류 IL은, 상승, 하강을 거쳐, 안정 점등 시의 값에 서서히 가까워진다.

이 실시예에서는, DC/AC 인버터 회로(4)의 스위칭 소자 Q2∼Q5가 극성 반전되어, 고압 방전등(6)에 흐르는 램프 전류 IL이 제로 크로스될 때까지의 기간 동안, 스위칭 소자 Q1의 듀티비의 온 시간을 늘림으로써, 램프 전류 IL이 제로 크로스될 때의 DC/DC 컨버터 회로(1)의 출력 전압을 승압할 수 있다. 그리고, DC/DC 컨버터 회로(1)의 출력 전압 VDC/DC를, 고압 방전등(6)의 안정 점등 시의 램프 전압 VL에 대하여, 1.5배 이상으로 승압함으로써, 고압 방전등에서의 깜박임의 발생을 방지할 수 있다.

또한, 이 실시예에서는, 종래에 대하여, 전압값을 증가하는 점등의 방식이기 때문에, 소자의 내량(耐量)을 증가시킬 필요가 없다. 즉, 점등 장치의 코스트 상승이나 대형화를 수반하지 않으면서, 고압 방전등에서의 깜박임의 발생을 방지할 수 있다.

(제2 실시예)

도 4는, 본 발명의 제2 실시예의 고압 방전등의 점등 장치 회로 구성을 도시하는 도면이다. 이 제2 실시예의 각 부에 대하여, 도 1의 제1 실시예의 고압 방전등의 점등 장치의 각 부와 동일한 부분은 동일한 부호로 나타내고, 그 설명을 생략한다.

이 제2 실시예가, 제1 실시예와 다른 점은, 스위칭 소자 Q1의 듀티비를 조절하여, DC/DC 컨버터 회로(1)의 출력 전압을 높게 하는 방식이 아니기 때문에, PWM 콤퍼레이터(12)의 반전 입력 단자에는, 차동 증폭 회로(7) 또는 차동 증폭 회로(8)로부터의 신호만이 영향을 주도록 하고 있다.

또한, 버퍼 BUF와 인버터 INV와 스위치 SW2 대신에, 스위치 SW2의 기능도 포함하고 있는 제어 회로(28)를 접속하고 있다. 이 제어 회로(28)에 의해, 사각형 저주파 발생 회로(18)의 사각형파가, 제어 회로에 의한 사각형파를 설명하는 타임차트를 나타내는 도 5와 같이, 스위칭 소자 Q2∼Q5에 입력하는 신호가 각각 변환된다. 여기서, 도면의 (a)∼(d)는, 각 스위칭 상태에서의 시간을 나타내고 있다.

도 6a∼도 6d는, 도 5에 도시하는 제어 회로에 의한 DC/AC 인버터 회로의 동작을 설명하는 등가 회로도이다. 여기서, 도 5의 s2∼s5는, 스위칭 소자 Q2∼Q5의 스위칭 동작의 개략도, D2∼D5는, MOSFET인 스위칭 소자 Q2∼Q5의 기생 다이오드를 각각 나타내고 있다. 또한, 도 6a∼도 6d는 도 5의 각 시간 (a)∼(d)에 대응하고 있다.

스위칭 소자 Q2∼Q5에는, 제어 회로(28)에 의해, 각각 도5에 도시된 사각형파가 입력되어, DC/AC 인버터 회로(4)가 동작한다. 제1 제어인 도 6a에서는, 스위칭 소자 Q3, Q4만이 온 상태이어서, 스위치 S4, 고압 방전등(6), 펄스 트랜스포머 L, 스위치 S3이 도통된다. 따라서, DC/DC 컨버터 회로(1) 및 컨덴서 C2로부터 전류가 흐르고 있다.

제3 제어인 도 6b에서는, DC/AC 인버터 회로(4)의 저압측에 위치하는 2개의 스위칭 소자 Q3, Q5만이 온이어서, 스위치 S3, 고압 방전등(6), 펄스 트랜스포머 L, 스위치 S5가 도통되어, 폐회로를 구성한다. 따라서, 그 폐회로 내에서, 펄스 트랜스포머 L에 축적되어 있었던 에너지에 의한 전류가 흐르기 때문에, 펄스 트랜스포머 L의 에너지가 단숨에 방출되지 않고, 모두 방출되기까지의 시간을 길게 할 수 있다. 또한, DC/DC 컨버터 회로(1)로부터의 전류는, DC/AC 인버터 회로(4)에 흐르지 않고, 컨덴서 C2를 충전하는 방향으로 흐른다.

제2 제어인 도 6c에서는, 스위칭 소자 Q2, Q5만이 온 상태이어서, 스위치 S2, 고압 방전등(6), 펄스 트랜스포머 L, 스위치 S5가 도통된다. 따라서, 고압 방전등(6)에는, DC/DC 컨버터 회로(1) 및 컨덴서 C2로부터의 전류가, 도 6a일 때와 반대의 방향으로 흘러서, 램프 전압 VL, 램프 전류 VL이 도 6a에 대하여 반대의 극성으로 된다.

제3 제어인 도 6d에서는, 도 6b와 마찬가지의 회로 상태로 되지만, 펄스 트랜스포머 L이 축적한 에너지에 의해, 스위치 S3, 고압 방전등(6), 펄스 트랜스포머 L, 스위치 S5에 의한 폐회로에서의, 전류의 방향이 도 6b와는 반대의 방향으로 된다.

이후, 안정 시의 사각형파에서의 점등은, 도 6a∼도 6d의 상태를 반복한다.

도 7은, 도 6a 내지 도 6d에 나타내는 회로의 동작에서의 출력 파형의 극성 반전 시 부근에 대하여 설명하기 위한 설명도이다. 여기서, 도 7의 (a)∼(c)는, 도 5의 (a)∼(c)에 대응하고 있다.

도 7에 대하여 설명하면, (a)의 후반부는, DC/DC 컨버터 회로(1)로부터 안정된 전력이 공급되기 때문에, DC/DC 컨버터 회로(1)의 출력 전압 VDC/DC는 약 45V의 정전압, 램프 전압 VL은 안정 시의 전압인 약 45V, 램프 전류 IL은 약 0.77A의 마이너스의 전압 및 전류가 흐르고 있다.

도 6a의 상태로부터, 도 6b로 절환되면, 램프 전압 VL, 램프 전류 IL이 서서히 전압, 전류가 0에 근접한다. 이것은 전술한 제1 실시예에서 설명한 바와 같이, 펄스 트랜스포머 L에 축적되어 있었던 에너지가, 방출되어 있기 때문이다. 여기 서, 본 실시예에서는, 도 6b의 회로 상태로 되기 때문에, 펄스 트랜스포머 L에 축적되어 있었던 에너지를 잃어버리기 어렵게 되어서, 완전히 0으로 되는 시간이 길어진다. 그리고, 그 동안에는 컨덴서 C2가 계속 충전되어서, 전압이 계속 상승된다.

램프 전류 IL의 전류가 0으로 됨과 동시에, 도 6c의 회로 상태로 절환된다. 이와 같이 되면, 순간에, 램프 전압 VL, 및 램프 전류 IL의 극성이 반전되고, 그 직후, 램프 전압 VL은 일시적으로 DC/DC 컨버터 회로(1)의 출력 전압 VDC/DC에 가까운 전압까지 상승된다. 그리고, 하강, 상승 등을 거쳐, 안정 시의 전압값에 서서히 가까워진다. 또한, 램프 전류 IL도 전류가 0일 때로부터, 상승, 하강을 거쳐, 안정 시의 전류값에 서서히 가까워진다.

이 램프 전류 IL의 극성이 반전되었을 때의 DC/DC 컨버터 회로(1)의 출력 전압 VDC/DC는, 고압 방전등(6)의 램프 전압에 대하여, 약 1.7배까지, 승압되어 있다.

여기서, 도 3의 제1 실시예에서의 극성 반전 시 부근의 파형과 비교하면, 램프 전류 IL이 0으로 되기까지의 시간이 연장되며, 그 동안에 DC/DC 컨버터 회로(1)의 출력 전압 VDC/DC가 높아지게 되어 있는 것을 알 수 있다.

이 실시예에서는, 펄스 트랜스포머 L의 에너지 방출에 걸리는 시간을 연장시킴으로써, 컨덴서 C2의 충전 시간을 길게 하여, DC/DC 컨버터 회로(1)의 출력 전압 VDC/DC를 소정의 전압까지 높게 할 수 있다.

또한, 본 실시예에서는, 상기한 실시예에 한정되는 것은 아니며, 예를 들면 다음과 같이 변경하여도 된다.

예를 들면, 스위칭 소자 Q2∼Q5에, MOSFET과 같이 기생 다이오드를 갖는 스위칭 소자를 사용한 경우에는, 도 6b의 상태에서는, 스위치 S3만을 온, 도 6d의 상태에서는, 스위치 S5만을 온으로 하는 제어로 하여도 된다.

또한, 도 6b 및 도 6d의 회로 상태에서, 스위칭 소자 Q2∼Q5의 저압측을 온으로 하였지만, 고압측을 온으로 하여도 된다. 또한, 도 6b와 도 6d에서, 고압측과 저압측을 절환하여도 된다.

또한, 도 8의 다른 출력 파형의 설명도와 같이, 램프 전류 IL이 0으로 되어서 조금 시간이 경과된 후에, DC/AC 인버터 회로(4)의 스위칭 소자의 극성을 절환하여도 되며, 이 경우에도, 깜박임의 발생을 억제할 수 있는 것을 확인할 수 있었다.

단, 고압 방전등(6)에 전류가 흐르고 있지 않은 시간이 20㎲ 이하, 또한, 램프 전류 IL의 극성 반전 시에, 안정 시의 램프 전압 VL에 대하여, DC/DC 컨버터 회로(1)의 출력 전압 VDC/DC가 충분히 높아져 있는 경우에 한정된다.

또한, 본 발명은, 상기한 실시예에 한정되는 것은 아니며, 예를 들면 다음과 같이 변경하여도 된다.

본 발명의 전류의 극성이 반전될 때에, DC/DC 컨버터 회로(1)의 출력 전압 VDC/DC와 고압 방전등(6)의 안정 점등 시의 전압 VL 간의 관계 VDC/DC/VL은, 바람직하게는 1.7배 이상인 것이 바람직하며, 이 경우, 깜박임에 대하여 특히 큰 효과가 얻어진다. 또한, VDC/DC/VL의 상한은 설정하지 않지만, 가능한 한 큰 수치로 하여도, 본 발명의 효과를 얻을 수 있다.

본 발명인 고압 방전등(6)에 인가된 램프 전류의 극성이 반전하기 직전에, DC/DC 컨버터 회로(1)의 출력 전압을, 고압 방전등(6)의 안정 시의 점등 전압에 대하여 1.5배 이상으로 하는 다른 수단으로서, 이그나이터(5)의 인덕터 L을 충분히 크게 하는 방법이 있다. 이것은, 종래대로의 DC/AC 인버터 회로(4)의 동작에서도, 인덕터 L의 에너지의 증대에 의해, 제2 실시예와 동일하도록, 고압 방전등(6)의 램프 전압 VL이 극성 반전되기까지의 시간을 길게 할 수 있다. 이에 따라, 컨덴서 C2의 충전 시간을 길게 할 수 있어서, DC/DC 컨버터 회로(1)의 출력 전압 VDC/DC를 높게 할 수 있다.

또한, 컨덴서 C2의 용량을 작게 하여, 전압의 상승 속도를 빠르게 함으로써, 인덕터 L의 에너지가 없어지기 전에 DC/DC 컨버터 회로(1)의 출력 전압을 높게 하여도 된다. 단, 이 방법에서는, 컨덴서 C2의 용량 부족에 의해, 출력 전류에 리플이 증가하여, 회로 동작이 불안정해지는 것이 생각되기 때문에, DC/DC 컨버터 회로(1)의 동작 주파수를 높게 하여, 리플의 저감을 하는 것이 바람직하다.

또한, DC/AC 인버터 회로(4)의 스위칭 소자 Q2∼Q5의 극성 반전 직전에, 다른 부분에서 방전이 불안정해지지 않을 정도, 예를 들면, 시간 폭은 램프 전류 파 형의 반주기의 5% 이하, 전류값은 안정 전류값에 대하여 1.5배 정도의 펄스형 전류를 중첩하면, 깜박임에 대하여 더 큰 효과가 얻어진다.

(제3 실시예)

본 발명은, 방전등의 전극의 온도가 상이한, 예를 들면 자동차의 전조등 등 편구금형의 고압 방전등의 점등 장치에도 적용할 수 있다. 이러한 본 발명의 실시예에 대하여 이하에 설명한다.

일반적으로, 자동차의 전조등 등의 편구금형의 고압 방전등(30)에서는, 도 9에 도시한 바와 같은 구조를 갖는다. 즉, 발광관(34) 내에 대향하여 설치된 전극(32a, 32b)에, 금속박(33a, 33b)이 접속되어 있으며, 이들 금속박(33a, 33b)에 외부로부터 전력을 가하기 위한 외부 리드선(35a, 35b)이 접속되어 있다. 이러한 구조의 편구금형 고압 방전등에서는, 도 9에 도시한 바와 같이, 구금(口金) 방향으로는 적극적으로 방열되지만, 반대 방향의 방열은, 전자(前者)에 비해 압도적으로 적기 때문에, 방전이 생기는 전극(32a, 32b)의 선단의 온도가 상이하게 된다. 이 전극의 선단 온도의 차이는, 발광 분포의 불균일을 발생시킴과 함께 방전등의 수명을 현저하게 짧게 한다.

본 발명의 이 실시예에서는, 전술한 바와 같은 편구금형의 고압 방전등의 수명이 짧아지는 것을 방지할 수 있는 점등 장치가 얻어진다.

이하, 본 발명의 실시예에 대하여 도면을 이용하여 설명한다. 도 10에 본 발명의 일 실시예의 점등 장치의 회로 구성예를 도시한다. 도 10에서, 도 1과 마찬가지의 회로는 동일한 번호, 부호를 붙이고 있다.

이 점등 장치는, 직류 전원 V1, 스위치 SW1, DC/DC 컨버터 회로(1), 출력 전압 검출 회로(2), 출력 전류 검출 회로(3), DC/AC 컨버터 회로(4), 이그나이터(5), 편구금형의 고압 방전등(30), 및 이들을 제어하는 제어 회로로 구성되어 있다.

DC/DC 컨버터 회로(1)에 포함되는 트랜스포머 T는, 1차측의 트랜스포머 T1과, 2차측의 트랜스포머 T2, T3으로 이루어진다. 강압 또는 승압를 행하는 DC/DC 컨버터 회로(1)에서는, 컨덴서 C1, 스위칭 소자 Q1, 파워 MOS 구동 회로(11), PWM 콤퍼레이터(12), 톱니형파 발생 회로(13) 및 트랜스포머 T1에 의해, 트랜스포머 T의 1차측이, 구성된다. 트랜스포머 T2, 다이오드 D1, 컨덴서 C2에 의해 DC/AC 인버터 회로(4)에 연결되는 트랜스포머 T의 2차측이 구성된다. 또한, 트랜스포머 T3, 다이오드 D2 및 컨덴서 C3에 의해, 이그나이터(5)에 연결되는 트랜스포머 T의 2차측이, 구성된다.

트랜스포머 T의 1차측의 접속 관계를 설명한다. 예를 들면 MOSFET인 스위칭 소자 Q1은, 직류 전원 V1, 스위치 SW1 및 트랜스포머 T1에, 직렬로 접속되어 있으며, 스위칭 소자 Q1의 게이트에는 파워 MOS 구동 회로(11)가 접속되어 있다.

파워 MOS 구동 회로(11)에는, PWM 콤퍼레이터(12)의 출력 단자가 접속되며, PWM 콤퍼레이터(12)의 비반전 입력 단자에는, 톱니형파 발생 회로(13)의 출력 단자가 접속되어 있다. 컨덴서 C1은, 스위치 SW1을 통해, 직류 전원 V1에 병렬로 접속되어 있다. 후술하는 바와 같이, 이 실시예는, DC/DC 컨버터 회로의 파워 MOS 구동 회로(11)에 PWM 콤퍼레이터(12)로부터 공급되는 펄스의 폭을 바꾸는 점에 특징이 있다.

DC/AC 인버터 회로(4)에 연결되는, 트랜스포머 T의 2차측의 접속 관계를 설명한다. 트랜스포머 T2는, 다이오드 D1에 직렬로 접속되며, 컨덴서 C2는, 다이오드 D1을 통해, 트랜스포머 T2에 병렬로 접속되어 있다. 다음으로, 이그나이터(5)에 연결되는 트랜스포머 T의 2차측의 접속 관계를 설명한다. 트랜스포머 T3은, 트랜스포머 T2와 다이오드 D1의 중점, 다이오드 D2와 직렬 접속되며, 이그나이터(5)에의 출력을 구성하고 있다. 컨덴서 C3은, 다이오드 D2를 통해, 트랜스포머 T3에 병렬로 접속되어 있다.

출력 전압 검출 회로(2)는, 직렬 접속된 저항 R1, R2 및 R3으로 이루어지며, 이 출력 전압 검출 회로(2)는, 컨덴서 C2보다도 출력측에, 또한 컨덴서 C2에 병렬로 접속되어 있다. 출력 전류 검출 회로(3)는 저항 R4로 이루어지며, 출력 전압 검출 회로(2)와 DC/AC 인버터 회로(4) 사이에서, 또한 각각의 저압측에 접속되어 있다.

DC/AC 인버터 회로(4)는, 예를 들면 MOSFET으로 이루어지는 스위칭 소자 Q2, Q3, Q4, Q5와, 구동 회로(14, 15, 16, 17)와, 사각형 저주파 발생 회로(18), 버퍼 BUF, 인버터 INV로 구성된다. 접속 관계는, 스위칭 소자 Q2와 Q3, 및 스위칭 소자 Q4와 Q5가 각각 직렬 접속되어 있으며, 이들이 DC/DC 컨버터 회로(2)의 출력단에 병렬로 접속되어, 소위 풀 브릿지의 회로 구성으로 되어 있다.

그리고, 스위칭 소자 Q2와 Q3, 스위칭 소자 Q4와 Q5의 각각의 접속점으로부터, DC/AC 인버터 회로(4)의 출력단이 설치되며, 이그나이터(5)의 입력 단자에 접속되어 있다. 스위칭 소자 Q2, Q3, Q4, Q5의 각각의 게이트에는, 구동 회로(14, 15, 16, 17)가 접속되어 있으며, 구동 회로(15, 16)는 버퍼 BUF, 구동 회로(14, 17)는 인버터 INV를 각각 통해, 또한 후술하는 SW2를 통해, 사각형 저주파 발생 회로(18)에 접속되어 있다.

이그나이터(5)는, DC/AC 컨버터 회로(4)의 교류 출력이 입력되어 편구금형의 고압 방전등(6)을 점등시킨다.

편구금형의 고압 방전등(30)은, 방전 공간에 수은을 포함하지 않고, 금속 할로겐화물 및 희가스를 대신하여 증발시켜 발광시키는 램프이며, DC/AC 인버터 회로(4)의 출력단에, 이그나이터(5)의 펄스 트랜스포머(도시 생략)를 통해, 접속된다.

또한, DC/DC 컨버터 회로(1)의 스위칭 소자 Q1을 제어하기 위한 제어 회로의 구성으로서, 차동 증폭 회로(7), 기준 전압원 V2, 저항 R8, 점등 검출 회로(21), 점등 시간 계시 타이머(22), 목표 전력값 설정 회로(23), 제산 회로(24), 소등 시간 계시 타이머(25), 스위치 SW2, 차동 증폭 회로(8), 지연 회로(26), 논리 회로(37), 스위치 SW3, 플립플롭(38), 트랜지스터 TR1, 저항 R9, R10, R11, R12, R13, R14, R15가 이용되고 있다.

점등 검출 회로(21)에 의해 점등이 검지되면, 그 검지 신호는 점등 시간 계시 타이머(22) 및 소등 시간 계시 타이머(25)에 입력되며, 점등 시간 계시 타이머(22)는 소정 시간 후에, 사각형 저주파 발생 회로(18)의 출력이, 버퍼 BUF 및 인버터 INV에 공급되도록, 스위치 SW2를 제어한다.

차동 증폭 회로(7) 및 차동 증폭기(8)는, 각각 연산 증폭기, 다이오드, 저항, 컨덴서로 이루어진다. 차동 증폭 회로(7)의 연산 증폭기의 입력인 비반전 입 력 단자에는 출력 전압 검출 회로(2)의 저항 R1과 저항 R2, R3 사이의 전압 검출점이 접속된다. 또한 연산 증폭기의 반전 입력 단자에는, 기준 전압원 V2가 각각 접속되며, 연산 증폭기의 출력 단자에는 다이오드 D3이 직렬로 접속되어 있다. 또한, 차동 증폭기(7)의 연산 증폭기와 다이오드의 직렬 접속에는, 병렬로, 저항과 컨덴서가 접속되어 있다. 그리고, 차동 증폭 회로(7)의 출력 단자는, 저항 R8을 통해, PWM 콤퍼레이터(12)의 반전 입력 단자에 접속되어 있다.

차동 증폭 회로(8)의 연산 증폭기의 비반전 입력 단자에는, 출력 전류 검출 회로(3)의 저항 R4와 DC/AC 인버터 회로(4) 사이의 전압 검출점이 접속된다. 이 연산 증폭기의 반전 입력 단자에는 제산 회로(24)가 접속되어 있다.

제산 회로(24)에는, 출력 전압 검출 회로(2)의 저항 R2와 저항 R3 사이의 전압 검출점과, 점등 검출 회로(21), 점등 시간 계시 타이머(22)를 통해, 목표 전력값 설정 회로(23)가 접속되어 있다. 또한, 점등 시간 계시 타이머(22)에는, 소등 시간 계시 타이머(23)를 통해 점등 검출 회로(21)가 접속되어 있다. 또한, 점등 시간 계시 타이머(22)에는, 입력이 들어가면 소정 시간 후에 절환되는 스위치 SW2가 접속되어 있다. 목표 전력값 설정 회로(23)에는, 입력이 들어가면 개폐되는 스위치 SW3이 접속되어 있다. 그리고, 차동 증폭 회로(8)의 출력 단자는, 저항 R8을 통해 PWM 콤퍼레이터(12)의 반전 입력 단자에 접속되어 있다.

또한, PWM 콤퍼레이터(12)의 반전 입력 단자에는, 저항 R9의 일단이 접속된다. 저항 R9의 타단은 저항 R10의 일단과 접속되며, 저항 R10의 타단은 직류 전원 V1의 마이너스 단자에 접속되어 있다.

한편, 사각형 저주파 발생 회로(18)의 출력 단자와, 지연 회로(26)의 출력 단자는 논리 회로(37)의 2 입력 단자에 접속되어 있다. 이 논리 회로(37)는 배타적 논리합의 반전 신호를 출력하는 회로이다. 이 논리 회로(37)의 출력 단자는 스위치 SW3의 일단에 접속된다. 스위치 SW3의 타단은 플립플롭(38)의 입력 단자에 접속되며, 이 플립플롭(38)의 2개의 출력 단자는 저항 R11과 저항 R14의 일단에 각각 접속되어 있다. 저항 R11의 타단은 트랜지스터 TR1의 베이스 및 저항 R12의 일단에 접속된다. 저항 R14의 타단은 트랜지스터 TR2의 베이스 및 저항 R15의 일단에 접속된다. 저항 R12의 타단 및 저항 R15의 타단은 직류 전원 V1의 마이너스 단자에 접속된다. 트랜지스터 TR1의 콜렉터는 저항 R9와 저항 R10의 접속점에 접속되어 있다. 트랜지스터 TR2의 콜렉터는, 저항 R13을 통해 저항 R9와 저항 R10의 접속점에 접속되어 있다. 트랜지스터 TR1과 TR2의 에미터는 직류 전원 V1의 마이너스 단자에 접속되어 있다.

트랜지스터 TR1과 저항 R11과 R12의 구성은, 트랜지스터 TR2와 저항 R14, 저항 R15의 구성과 동일하다. 저항 R9와 저항 R10의 접속점에, 트랜지스터 TR1의 콜렉터는 직접 접속되며, 트랜지스터 TR2의 콜렉터는, 저항 R13을 통해 접속되어 있다.

다음으로, 본 발명의 이 실시예의 회로 동작을 설명한다. 스위치 SW1이 폐쇄되면, 예를 들면, 십수 V 내지 수십 V의 자동차용 배터리인 직류 전원 V1에 의해, 컨덴서 C1에 전압이 발생한다. 이 컨덴서 C1은, 직류 전원의 출력 전류의 변화에 의한 미소한 전압 변동을 억제하는 기능을 한다.

컨덴서 C1에 전압이 발생하면, 도시하지 않지만, 차동 증폭 회로(7)의 연산 증폭기에 전압이 공급된다. 이 때, 이 연산 증폭기의 비반전 입력 단자의 전압은 제로이며, 반전 입력 단자에는, 기준 전압원 V2가 접속되어 있기 때문에, 이 연산 증폭기로부터는, 로우 레벨이 출력된다. 이 전압이 다이오드 D3을 통해, PWM 콤퍼레이터(12)의 반전 입력 단자에 입력되고, 톱니형파 발생 회로(13)의 출력의 톱니형파와 비교되어, PWM 콤퍼레이터(12)의 출력으로서 PWM파가 생성된다. 그리고 PWM 콤퍼레이터(12)의 출력 전압은 파워 MOS 구동 회로(11)에 입력되어, 스위칭 소자 Q1을 스위칭시킨다.

트랜스포머 T의 2차측에서는, 1차측에서 스위칭 소자 Q1이 스위칭 동작함으로써, 승압된 전압이 발생한다. 트랜스포머 T2에서 발생한 전압에 의한 전류는, 다이오드 D1을 통해, 컨덴서 C2를 충전한다. 컨덴서 C2의 양단의 전압은, 출력 전압 검출 회로(2)의 저항 R1, R2와 저항 R3에 의해 분압 검출되며, 그 검출 결과는 차동 증폭 회로(7)의 연산 증폭기의 비반전 입력 단자에 입력되어 있다.

차동 증폭기(7)의 연산 증폭기의 반전 입력 단자의 입력에는, 기준 전압원 V2가 접속되어 있으며, 기준 전압원 V2보다도 입력 전압값이 낮은 경우에는, PWM 콤퍼레이터(12)의 반전 입력 단자에는 입력이 없기 때문에, 트랜스포머 T의 2차측의 전압을 승압하도록 작용되어, 컨덴서 C2의 전압을 높게 한다. 여기서, 연산 증폭기에 병렬로 접속된 저항은, 연산 증폭기의 이득 조정을 위해 삽입되어 있으며, 컨덴서 C6은 출력의 위상을 늦추어서, 점등 장치 전체의 동작을 안정화시키기 위해 사용되고 있다. 이들 일련의 동작에 의해 DC-DC 컨버터는 정전압을 출력한다.

트랜스포머 T3에서 발생한 전압에 의한 전류는, 다이오드 D2와 저항 R5를 통해, 이그나이터(5)의 컨덴서(도시 생략)를 충전한다. 이 컨덴서는, 주로 트랜스포머 T3으로부터의 전압을 평활하기 위한 평활 컨덴서로서 사용된다. 이 컨덴서의 전압이, 충분히 높아지면, 펄스 트랜스포머(도시 생략)에 전류가 흐르기 시작한다. 이에 의해, 고압 방전등(6)에 고압 펄스가 인가되어, 고압 방전등(6)이 절연 파괴를 일으켜서, 글로우 방전을 한다. 여기서, 도시하지 않지만 이그나이터(5)의 입력 단자에 병렬로 컨덴서가 접속되어 있으며, 고압 방전등(6)에 인가된 고압 펄스가, DC/AC 인버터 회로(4)로 역류되지 않도록 하기 위한 필터로서 이 컨덴서가 작용한다. 이 시점까지는, 스위치 SW2는, 구동 회로(14, 15, 16, 17)와 사각형 저주파 발생 회로(18)의 접속이 차단된 상태로 되어 있다.

고압 방전등(6)이 절연 파괴를 발생하여 글로우 방전이 발생하면, 컨덴서 C2에 충전되어 있었던 전하가, DC/AC 인버터 회로(4)를 통해, 램프 전류로서 고압 방전등(6)에 급격하게 흐른다. 이 전류에 의해, 고압 방전등(6)은, 글로우 방전으로부터 아크 방전으로 이행하여, 점등을 개시한다. 이 직후의 점등은, 비교적 긴 시간 동안, 동일한 극성을 유지하는 직류 점등이라 부르는 점등 상태를 유지한다.

여기서, 출력 전압 검출 회로(2)에서는, 저항 R1 및 저항 R2와 저항 R3의 분압에 의해, 전압이 검출되어 있으며, 이 분압 전압이 점등 검출 회로(21)에 입력되어 있다. 점등 검출 회로(21)는, 컨덴서 C2의 전하가 고압 방전등(6)에 공급되어, 전압이 강하한 것을 검지한다. 이 검지에 의해, 점등 시간 계시 타이머(22)의 계시를 개시시키고, 계시 개시로부터 소정의 시간이 경과된 후에, 스위치 SW2가 절환 된다. 이에 따라, 구동 회로(14∼17)와 사각형 저주파 발생 회로(18)가 접속된 상태로 된다.

스위치 S2가 절환되면, 사각형 저주파가, 버퍼 BUF와 인버터 INV를 통해, 구동 회로(14∼17)에 입력되어, 스위칭 소자 Q2∼Q5가 온/오프 제어된다. 이 온/오프 제어는, 스위칭 소자 Q2, Q5가 온일 때, 스위칭 소자 Q3, Q4가 오프, 스위칭 소자 Q2, Q5가 오프일 때, 스위칭 소자 Q3, Q4가 온으로 되는 2 종류의 상태, 즉 스위칭 소자 Q2∼Q5가 극성 반전을 반복한다.

이 스위칭 소자 Q2∼Q5의 극성 반전 동작에 의해, DC/AC 인버터 회로(4)의 출력측에는, 대략 사각형파의 교류 전력이 발생하여서, 고압 방전등(30)이 안정 시의 점등으로 이행한다.

여기서, 「대략 사각형파」는, 사각형파가 갖는 순간의 상승, 하강이나, 평탄한 특성에 가까운 파형을 갖고 있는 경우를 말한다. 즉, 상승, 하강에 수십 ㎲ 정도 걸리고 있거나, 기본적으로는 평탄한 특성을 가지면서도, 어떤 부분이 돌출 또는 함몰되어 있는 파형인 경우도 포함하고 있다.

다음으로, 고압 방전등(30)의 정전력 제어에 대하여 설명한다. 이 정전력 제어는, 출력 전압 검출 회로(2)와 출력 전류 검출 회로(3)의 측정 결과에 의해 이루어진다. 출력 전압 검출 회로(2)의 전압 검출의 결과는, 제산 회로(24)에 입력된다. 또한, 제산 회로(24)에는, 점등 시간 계시 회로(22)로부터의 출력에 의해 동작하는 목표 전력값 설정 회로(23)에 의해, 그 상태에서 고압 방전등(6)에 공급할 전력(목표 전력값)도 입력된다. 따라서, 제산 회로(24)에서는, 목표 전력값이 저항 R1과 저항 R2의 접속점의 전위에 의해 제산되며, 제산 회로(24)는 이상적인 전류값으로 하기 위한 신호가 출력된다. 이 출력 신호는, 차동 증폭 회로(8)의 연산 증폭기의 반전 입력 단자에 입력된다.

한편, 차동 증폭 회로(8)의 연산 증폭기의 비반전 입력 단자에는, 전류 검출 회로(3)의 전류 검출 결과가 입력되며, 그 비교에 의한 신호가 PWM 콤퍼레이터(12)의 반전 입력 단자에 입력된다. PWM 콤퍼레이터(12)의 출력은 파워 MOS 구동 회로(11)에 입력되어 있으며, 이 입력 신호에 따라, 스위칭 소자 Q1의 듀티비가 변화된다. 이에 따라, 고압 방전등(6)이 정전력 제어되게 된다.

또한, PWM 콤퍼레이터(12)의 반전 입력 단자에는, 극성 반전의 소정 시간 전에 스위칭 소자 Q1에 전압을 증가시키는 신호를 보내고, 극성 반전 시에는 전압 증가의 신호를 정지시키는 신호를 보내기 위한 회로가 접속되어 있다. 이 회로의 동작에 대하여, 도 11에 나타낸 파형도를 이용하여, 극성 반전 중의 DC/DC 컨버터 회로의 전압을 높이는 동작에 대하여 설명한다.

사각형 저주파 발생 회로(18)로부터 출력된 사각형파(도 11의 (a))와, 사각형 저주파 발생 회로(18) 출력과 동일한 파형이며 또한 소정 시간 지연된 지연 회로(26)로부터 발생한 사각형파(도 11의 (b))는, 논리 회로(37)에서, EX-NOR, 즉 배타적 논리합의 반전이 취해져서 펄스형 출력 파형이 얻어진다(도 11의 (c)).

이 도 11의 (c)에 나타낸 펄스형 출력 파형이, 스위치 SW3을 통해 플립플롭 회로(38)에 입력된다. 플립플롭 회로(38)의 Q1 출력 단자에 도 11의 (d)에 나타내는 파형이 출력되고, Q2 단자에 도 11의 (e)에 나타내는 파형이 출력된다. 도 11 의 파형도에 나타낸 바와 같이, 논리 회로(37)의 출력의 펄스가, 플립플롭 회로(38)로 분류되게 된다.

플립플롭 회로 Q1의 출력(d)이 로우 레벨에 있으면, 트랜지스터 TR1은 오프 상태에 있으나, 하이 레벨로 되면, 이 트랜지스터 TR1은 온 상태로 되어서, PWM 콤퍼레이터(12)의 반전 입력 단자는, 저항 R8과, 저항 R9의 분압 전위로 된다. 또한, 플립플롭 회로 Q2의 출력(e)이 로우 레벨에 있으면, 트랜지스터 TR2는 오프 상태에 있으나, 하이 레벨로 되면, 이 트랜지스터 TR2는 온 상태로 되어서, PWM 콤퍼레이터(12)의 반전 입력 단자는, 저항 R8과, 저항 R9 및 저항 R13의 분압 전위로 된다.

따라서, PWM 콤퍼레이터(12)의 반전 입력 단자에는, 도 11의 (f)에 나타낸 바와 같이, 교대로, 깊이가 상이한 톱니형 dp1, dp2를 갖는 파형이 입력되게 된다. 이 파형은 PWM 콤퍼레이터(12)로부터 듀티비의 변화로서 파워 MOS 구동 회로(11)에 입력된다.

따라서, 고압 방전등의 램프 전류는 도 11의 (g)에 나타낸 바와 같은 파형으로 된다. 이 램프 전류 파형의 후단에 중첩 펄스 H1, H2를 갖고 있으며, 이들 펄스의 크기 h2, h2는 상이하며 번갈아 나타난다.

편구금형의 고압 방전등에서는, 편구금이기 때문에 방열이 좌우에서 상이하여, 전극 온도를 동일하게 하는 것이 어렵다. 그 때문에, 온도가 높은 쪽의 전극에서는 용융을, 또한 낮은 쪽의 전극에서는 스퍼터링을 일으키기 쉽게 된다.

따라서, 도 11의 (g)에 나타낸 큰 중첩 펄스 H1이 도 9에 도시하는 전극 (35b)에 가해지도록 고압 방전등(30)에 램프 전류를 흘린다. 이와 같이 하면, 편구금형의 고압 방전등(30)의 양(兩) 전극에, 동일한 정도의 전압이 걸리도록 방전을 행하게 하는 것이 가능하게 된다.

도 11의 (f)에 가해지는 파형의 톱니형의 깊이 dp1, dp2는, 도 10에 도시하는 저항 R8과 저항 R9의 값의 분압비, 저항 R8의 값과 저항 R9와 저항 R13의 값의 합계값의 분압비에 의해 결정되기 때문에, 저항 R13의 값을 조정함으로써, 상기 톱니형의 깊이 dp1, dp2를 적절한 값으로 할 수 있다.

또한, 이 실시예에서는, 극성 반전의 직전에 램프 전류를 중첩하여 전극을 가열하고 나서 극성 반전을 행하기 때문에, 점등 초기에 큰 전력이 투입되는 자동차의 전조등용 고압 방전등 등과 같이 상대적으로 굵은 전극을 이용한 방전등에서도 깜박임의 발생을 방지할 수 있다.

또한, 점등 초기에 정격 전력보다도 큰 전력을 투입하여 광속의 상승을 빠르게 하는 자동차의 전조등의 경우, 도 13에 점등 시간과 투입 전력의 관계를 나타내는 바와 같이, 예를 들면 최대 전력은 75W, 정격 전력은 35W인 것이 실용화되어 있는데, 램프 전류를 중첩하였을 때의 최대 전력이 75W 이하이면, 소자 내량 등을 증가시킬 필요는 없다. 즉, 점등 장치의 코스트 상승이나 대형화를 수반하지 않으면서, 고압 방전등에서의 깜박임의 발생을 방지할 수 있다.

그런데, 상기 실시예에서는, 편구금형의 고압 방전등(30)에 가하는 램프 전류에 중첩시키는 펄스의 높이를, 구금(31)으로부터 먼 쪽의 전극(35a)에 공급되는 전류에서는 높게, 구금(31)으로부터 가까운 쪽의 전극(35b)에 공급되는 전류에서는 낮게 되도록 바꾸고 있었다.

그러나, 본 발명은 중첩되는 펄스의 높이를 바꾸는 것이 아니라, 이들 펄스의 폭을 바꾸도록 하는 것도 가능하다. 도 12에 이 실시예의 경우에, 편구금형의 고압 방전등(30)의 전극에 가하는 전류 파형을 나타낸다. 이 예에서는, 구금으로부터 먼 쪽의 전극(35a)에 가하는 전류에 중첩되는 펄스 H3의 폭 w1은 구금에 가까운 쪽의 전극(35b)에 가하는 전류에 중첩되는 펄스 H4의 폭 w2보다도 넓게 하고 있다. 이와 같이 중첩되는 펄스의 폭을 바꾸기 위해서는 도 11에 도시하는 회로에서, 플립플롭 회로(38)의 출력하는 펄스 폭을 바꿈으로써 이루어진다.

이와 같이 하여, 전극(35a)에 의한 방전과 전극(35b)에 의한 방전을 균등하게 행하게 할 수 있어서, 고압 방전등(30)의 수명을 길게 하는 것이 가능하게 된다.

이상 설명한 바와 같이, 한쪽 전류 방향이 종료되어 다른쪽으로 절환되기 전에 스위치 SW1을 폐쇄하여 출력 전류를 증가시키고, 소정 시간 후에 극성 반전 동작을 행하여, 극성 반전이 종료된 시점에 스위치 SW1을 개방시킨다. 다른 방향의 극성 반전 시에는 스위치 SW2를 폐쇄하고 소정 시간 경과한 후에 극성 반전을 행하며, 극성 반전이 종료된 시점에 스위치 SW2를 개방한다. 이것에 의해, 도 11의 (g)에 나타낸 바와 같은, 중첩되는 펄스 전류의 높이(량)가 극성마다 상이한 파형을 생성하는 것이 가능하게 된다.

한편, 시간적으로 중첩량을 변경하기 위해서는, 마찬가지로 스위치 SW1이 폐쇄되어 있는 시간과 스위치 SW2가 폐쇄되어 있는 시간을 비대칭으로 함으로써 도 12에 나타낸 바와 같은 파형을 생성하는 것이 가능하게 된다.

또한, 이 경우에는 스위치 SW1과 스위치 SW2를 겸용하는 것도 가능하며, 예를 들면 마이크로컴퓨터 등의 포트에서 시간적 변화를 갖게 할 수도 있다.

그런데, 방전등에 가하는 전류에 중첩하는 펄스의 높이와 폭 둘다를 비대칭으로 하여 전극(35a, 35b)으로부터의 방전을 균일하게 하는 것도 가능하다. 또한, 램프 전류의 높이를 바꾸지 않고자 할 때에는 중첩하는 펄스의 폭을 바꿀 수 있으며, 램프 전류의 주파수를 바꾸지 않고자 할 때에는 중첩하는 펄스의 높이를 바꾸는 등, 본 발명은 적절하게 조합하여 실시하는 것이 가능하다.